第七章微波鐵氧化器件、混頻器、檢波器 7.1 微波鐵氧體器件 鐵氧體是由鐵和其它一種或多種適當的金屬元素組成的複合氧化物。它的成分為MOFe2O3(其中M為2價金屬如錳鎂、鎳、銅、鋅等)。從導電性來看,它屬於半導體,但卻作為磁性介質被利用。它的電阻率高達107~1011歐姆·厘米,相對介電常數為 一張量磁導率的定義 一般的各向同性磁介質,其磁化強度矢量 與磁場強度矢量 以及磁感應強度矢量 都在同一方向上,即
式中,磁化係數 和相對磁導率 都是標量,它們是各向同性介質的磁化特性參量。在恆磁場作用下的鐵氧體是各向異性磁介質,其中 、 和 三個矢量一般不在同一方向上,因此式(7-1)的關係隊鐵氧體不適用,必須另外定義其磁化係數和磁導率。 為了方便起見,一般採用矩陣表示各向異性介質的參量,即 而 、 和 三者之間的關係則用 和 ,這兩個張量來表示,它們定義為
張量 和 ,可以用三階方陣表示即 而〔1〕是三階單位矩陣。由式(7-2)和(7-3)可見,只要給出了張量 二磁化鐵氧體在弱高頻電磁場中的特性,任何物質都是由原子核和環繞核旋轉著的電子構成,電子同時還不斷地自傳。運動著的電子會產生軌道磁矩和自轉磁矩,每個原子的磁矩等於這兩種磁矩的矢量和。一般的順磁物質由於原子的劇烈騷動,磁矩的排列方向很亂,原子內的磁矩相抵消,故對外不呈現磁性。鐵氧體原子內的電子自轉所產生的磁矩不能相互抵消,因而呈現磁性。物質的磁性主要是由自轉磁矩引起的。 1.單個電子的運動現像
和
式中,普朗克常數h=6.624×10ˉ27爾格·秒; 光速c=3×1010cm/s; 電子電荷e=4.802×10ˉ10靜電單位; 電子質量m=9.107×10ˉ28克; 朗德(Lande)因子g=2; 旋磁比 矢量
根據力學原理,此力矩應等於電子在單位時間內機械轉矩(即
以式(7-5)代入則
由於
令
式(7-10)的解為
將式(7-11)代入(7-9),求得
再代入式(7-11),便有
可見, 綜上所述,當有外磁場
2.鐵氧體的高頻特性 在鐵氧體中存在著無數個電子自旋,因此我們必須研究鐵氧體的整體效應。為此,我們引入磁化強度的概念,它等於系統中單位體積內,n未抵消的電子自旋磁矩的總和。即磁化強度
這樣,式(7—8)就可以推廣到介質的整體,在不考慮損耗時,其運動方程為
在這種情況下,磁化強度
其中
將式(7-18)代入式(7-16),略去二小量之積,並考慮到
將外加交變場的角頻率為
將式(7-20)代入式(7-19),並將其寫成分量式,可得
從式(7-21)可以解出
這個式子可以寫出張量形式
式中
其中 相應的磁感應強度的交變分量為
由此,可得相對張量磁導率
式中 把(7-24a)展開得
由上式可見: (1)在x方向的交變磁場
(2)磁導率張量具有反對稱特性(即 (3)當高磁交變電磁場的角頻率 必須指出,上述結果是作了兩個假設的:一個是所研究的介質沒有損耗;另一個是高頻電磁場很弱,即 一般的鐵氧體對高頻電磁場都有損耗,這時式(7-24a)必須變為
對其求解後,可導出高頻磁感應強度
這時, ![]() ![]() ![]() 3.右旋波與左旋波的不同效應 首先討論線極化波與圓極化波的關係.設磁場強度之瞬時值為
顯然,矢量
式中
但 故
由式(7—30)可見,矢量 在磁化鐵氧體中我們規定:按恆定偏置磁場的指向來區分圓極化波的轉向。取
其中
上式表明,相對於右旋波和左旋波而言,
利用上式,就可以把(7—32a)寫成簡單的形式
以上分析說明:如果我們按式(7-29a)將線極化磁場
即對於右、左旋波,相對導磁率和磁化係數均不相同。對於有耗鐵氧體,有
注意不計損耗時, 在圖7—4中,按式(7—34b,c,d)給出了 四、微波鐵氧體器件 微波鐵氧體器件種類很多,我們只討論最常用的隔離器和環行器. 1.隔離器 (1)正向衰減 其值一般為0.2~0.5dB.理想隔離器的 (2)反向衰減 其值一般在25dB以上,理想隔離器的 (3)輸入駐波比 它表示隔離器輸入端的匹配性能,通常 顯然,理想隔離器的散射矩陣為 (1)頻帶寬度 上述三參量滿足要求的頻帶範圍,其具體數值視實際情況而定,可從百分之幾到百分之幾十.根據隔離器的工作原理可以分成法拉第旋轉式,諧振吸收式和場移式三種。其中後兩種由於其對外加磁場要求低,輕便和性能優良等而應用最多。現分別介紹如下: (1)場移式隔離器 場移式隔離器的結構示意圖如圖7—7所示,它屬於橫場器件。其中鐵氧體片安置在距矩形波導窄邊為 當矩形波導傳輸 由此可得 若令 則有 這說明在 ![]() ![]() ![]() (2)諧振吸收式隔離器 2.環行器 環行器分三端口環行器和四端口環行器。一個理想的環行器應具有:端口l輸入的功率全部從端口2輸出;端口2輸入的功率全部從端口3輸出,依次類推,如圖7—9所示。環行器的這種特點,使得它在微波工程中獲得廣泛的應用,如作為信號的分路元件,定向耦合器和隔離器等。下面,我們僅簡單介紹Y型三端口環行器. Y型環行器如圖7—10所示。其主體是一個Y型對稱波導分支,橫向磁化的鐵氧體(它可以是正三棱柱或者是圓柱體)放在波導分支的中心。從幾何上看,Y型環型器是對稱的,但是電磁性能是不對稱的。設外加恆磁場強度處於場移效應區域,其方向由紙面向上。當電磁波從波導1口輸入時,則沿波導寬邊中心線兩邊的對稱位置上, 現在,我們來求理想三端口環行器的散射矩陣。前面已經證明,一個互易、無耗的三端口網絡是不可能匹配的。但是,當其中含有磁化鐵氧體時,則各端口有可能達到完全匹配。這是由於散射矩陣因磁化鐵氧體的不可逆性而成為非對稱矩陣,即
根據無耗網絡散射矩陣為酉矩陣,可得
由此可得兩種解,一是 經適當選擇參考面後,有
其環行順序為1-2-3-1.另一是 適當選擇參考面後,有
其環行順序為1-3-2-1. 上述說明,非互易無耗三端口網絡,當三個端口同時匹配時,即為一理想的環行器.環行器除作分路元件外,與其它元件(如匹配負載和短路活塞等)組合還可作為隔離器和移相器之用,如圖7-11所示.利用簡化多端口網絡的有關公式(5-50),我們可寫出 這樣,對於圖7-12(a),有和式(7-46),可得等效二端口網絡的等效S參數為 即 這正是一個理想隔離器的散射矩陣. 同理,對於圖7-11(b),有和式(7-47),可得 即 顯見,環行器與短路活塞組合可作移相器使用。 7.2 微波混頻器和檢波器 頻與檢波,均是一種頻率變換過程.它在各種微波系統中,特別是在微波接收機中是必不可少的.和低頻無線電接收機一樣,超外差微波接收機具有較高的靈敏度.它把從天線接收到的已調製的微波信號(調幅、調頻或調相)與接收機的本振混頻,變換為中頻已調波,然後由中頻放大器放大,再進行解調,輸出調製信號,而直接檢波式微波接收機,則將接收 微波混頻器和檢波器還經常應用於微波測試系統中.例如,利用混頻器將微波信號變換為較低的頻率信號,以便進行相位、衰減和頻率參數的測量;在掃頻穩幅系統中,均利用檢波器進行微波功率的檢測,而在這些應用中,由於工作電平較高,對靈敏度要求不高;但要求工作頻帶寬. 為了實現混頻和檢波,必須採用非線性電阻元件。點接觸二極管及肖特基勢壘二極管由於它們的伏安特性具有非線性的特性,均可作為非線性電阻元件,用於混頻和檢波。目前應用最廣的是肖特基勢壘二極管。下面將分別討論肖特基二極管、混頻器及檢波器的工作原理及其結構、性能等. 一、金屬—半導體結二極管 點接觸二極管和肖特基勢壘二極管都是由金屬和半導體結構構成的二極管.它們的結構如圖7—12所示。點接觸二極管是用一根金屬絲(鎢絲或磷銅絲)壓接在半導體表面(鍺、矽或砷化鎵)而形成的二極管,金屬絲的尖端很小,其直徑僅幾微米,所以叫做點接觸二極管.這種二極管可用作混頻和檢波,直到50年代末,它還是微波領域中常用的半導體器體.60年代初,隨著半導體平面工藝的發展,才出現面接觸型的金屬—半導體二極管,叫做肖特基表面勢壘二極管(或簡稱肖特基勢壘二極管),如圖7—12(b)所示。這種二極管是在重摻雜的N型半導體襯底( 1.金屬—半導體結二極管的工作原理 眾所周知,金屬中的自由電子不可能自由地跑到金屬外面,如果要自由電子離開金屬就要對它作功,消耗一定的能量,不同的金屬所需的能量數值不同,這個能量稱為功函數或脫出功。不同的半導體其功函數也不同.考慮金屬(例如鉬)與N型半導體(例如矽)接觸。接觸前,金屬的脫出功
對於N型半導體,其脫出功
如圖7—13(a)所示.圖中 ![]() ![]() ![]() 鉬的脫出功比N型半導體的脫出功大,即 ![]() 著電子密度分佈的不同。當金屬和半導體接觸後,N型矽中的電子將向鉬中擴散,接觸面的鉬側帶負電,矽側帶正電,形成寬度為d的空間電荷區,在這個區存在的內部電場構成了高度為 ![]() ![]() ![]() 上面的討論可以看出,金屬—半導體結的性質類似於PN結的單嚮導電性,但金屬—半導體結與普通PN結二極管也存在明顯的區別,主要在於金屬半導體結是多數載流子器件,而PN結中少數載流子也參與導電,因為少數載流子有一定壽命,遷移率也較低,從而限制了PN結二極管的高頻特性。而金屬—半導體結不存在這種限制,因而高頻特性好,開關速度快.當工作頻率很高時,PN結中少數載流子的複合跟不上高頻週期的變化,在負半周少數載流子將返回原來區域,形成一定的反向電流,使整流作用變壞,更高頻率時,甚至起不到整流作用,而金屬—半導體結是不存在這些問題的. 2.特性、等效電路和參數 根據上面的討論和實際的測量,可畫出點接觸二極管及肖特基勢壘二極管的伏安特性,如圖7-14(a)所示。從圖中曲線可以看出,肖特基管和點接觸二極管相比,具有反向擊穿電壓高及正向電流起始晚的主要特點。金屬—半導體結的伏安特性,可用下式表示:
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由式7—5l可見, 二、微波混頻器 下面用肖特基勢壘二極管作混頻器件討論微波混頻器的工作原理、性能指標及常用的微波混頻器的結構。 1.混頻原理 肖特基管具有優良的正向非線性伏安特性,已廣泛用於構成微波混頻器。但因其正嚮導電電壓較高(0.3~0.
假定二極管的伏安特性可用下式表示
![]()
上式右邊第一項表示直流、本振及其諧波的電流,第三項及其以後各項是高次項可以略去不計,值得注意的是第二項,在這裡令 g是肖特基管微分電導,將隨本機振盪信號作週期變化,即它是一個隨時間作週期變化的函數,且是偶函數。將它展開為傅里葉級數,即
式中
在上式中,令n=1,2,3, …可以得到無窮多個不同頻率的電流,圖7-15表示其中一部分頻譜的相對位置.在這些頻譜中,首先引起我們注意的是基波混頻(n=1)後的中頻,即 或 這是一次混頻電導
為了提高由信號頻率到中頻的變換效率,有時在電路設計中,設法將和頻( )和鏡頻( 只要相位恰當,它們就會使原來的中頻增加輸出,從而降低變頻損耗,就比較而言,鏡頻比和頻具有更重要的意義,因為鏡頻距信號頻率最近,很容易落在信號通頻帶內.
這裡的
在上式中,我們只對信號頻率、中頻和鏡頻電流感興趣,為簡潔起見,以下用振幅符號表示,如 式中 二極管電導為 將
按照(7-57)和(7-58)式
利用修正貝塞爾函數表示式
這裡, 為方便起見, 常用規一化電導表示, 即
1. 混頻器的特性參數 表徵混頻器的性能指標,主要是變頻損耗,噪聲係數,此外尚有信號與本振端的隔離比,輸入端駐波比,頻帶寬度及動態範圍等.下面就變頻損耗和噪聲係數進行分析。a. 變頻損耗混頻器變頻損耗定義為輸入到混頻網絡的信號功率與輸出的中頻功率之比,即
混頻器的變頻損耗包含由寄生頻率產生的淨變頻損耗、二極管寄生參數引起的損耗及輸入輸出端的失配損耗等。下面依次進行分析。 由寄生頻率產生的變頻損耗的計算,應從混頻器的等效電路出發,計算信號端口和中頻端口的傳輸特性,但它和鏡像端口負載情況有關。這里分三種情況,即鏡像短路( 由圖7—18,求信號源輸給混頻網絡功率為
式中,I是信號電流的幅值, 應用代文寧定理求混頻器輸出到中頻負載
因此,混頻器輸給中頻的功率(當
於是,變頻損耗 將上式分子分母均除以 上式是x的函數,改變x,即調節信號源電導 求得
相應地,可求得鏡像最佳源電導為
將式(7-74)代入(7-71)式,得到中頻電導為
類似地,可求得鏡像匹配時(
最佳源電導及中頻電導分別為
採用相同的方法,求得鏡像開路(
此外,還要考慮寄生參量及失配引起的損耗。根據肖特基管的等效電路(圖7-14(b)).除結電阻
若調節偏壓,可調節 時,得到最小變頻損耗,其值為
混頻器的總變頻損耗是寄生頻率和寄生參數引起的變頻損耗之和。圖7—20表示二極管總變頻損耗與本振功率的關係。由圖可見,對於不同參數的二極管,總可以找到一個最佳的本振功率,使總的變頻損耗達到最小。此外,當輸入輸出失配時,還會產生附加的失配損耗. b.混頻器的噪聲係數 一個接收機質量的好壞,不僅決定於信號的大小,還決定於噪聲的高低。在微波波段,噪聲的主要來源是系統內部的噪聲。對於微波混頻器的輸出噪聲,由輸入源電阻產生的噪聲及混頻二極管產生的噪聲兩部分組成。噪聲係數是指一個線性兩端口網絡,輸入端接入和網絡輸入電阻相等的源電阻,並處於標準溫度(
式中G為網絡增益, 式中
對於混頻器,網絡的增益G就是變頻損耗
混頻器的總輸出噪聲和電路有關,在鏡像短路或開路時,混頻器等效為圖7—21.所示的兩端口網絡。圖中混頻二極管等效為衰減為
上式右邊第一項是輸入源電阻經衰減後的輸出,第二二項是二極管等效網絡所產生的噪聲。但二極管等效網絡應處於溫度
將(7—85)式代入(7—84)式,便可得到混頻器的噪聲係數
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鏡像匹配混頻器和使用方式有關,一種是混頻器雖有二個通道,但信號只存在於一個通道,另一通道(鏡像)是空閒的,如雷達、通信、電子偵察等接收系統中的混頻器都是如此。另一類是信號同時存在於兩個通道,如射電天文用的接收混頻器。單通道時,噪聲係數
信號存在於兩個通道時,輸入端應考慮兩個,輸入噪聲功率為 因此,雙通道噪聲係數
3.微波混頻器的基本電路及結構 混頻器是微波外差接收機的重要部件,多年來人們為減少變頻損耗,降低噪聲係數,已研製成多種實用的混頻器,如單端混頻器、平衡混頻器、正交場平衡混頻器、鏡像回收混頻器等.下面只介紹幾種常用的微波混頻器. a.單端混頻器 單端混頻器是一種最簡單的混頻器,其中只有一個混頻管.圖7—23是一工作於3GHz單端混頻器。接收的信號,通過寬頻帶 圖7—24是微帶單端混頻電路。圖中的微帶定向耦合器是信號功率和本振功率混合後加到二極管上進行混頻。信號和本振是分別從定向耦合器的兩個隔離端輸入,使它們之間有良好的隔離。阻抗變換段由 單端混頻器電路結構簡單,但其性能較差,要求本振功率大,電路的噪聲係數也較大,這主要是本振噪聲未能抑制的結果。為抑製本振噪聲,於是產生了平衡混頻器. b.平衡混頻器 平衡混頻器用了二個性能相同的肖特基管,一種帶混合環的微帶平衡混頻器電路如圖7—25所示,它由混合環、阻抗變換器、混頻二極管、低通濾波器組成.微帶混合環有四個端口,如果各端口中心距離選擇合適,比如選擇1-3端口和1-2端口的中心距離為 對於二極管 對於二極管 本振信號從4端輸入,等幅反相加到兩個二極管上 假定兩個二極管特性完全相同,在本振作用下,其時變電導分別為 對於 對於 流過二極管的電流等於混頻電導和信號電壓的乘積,即
中頻電流決定於一次混頻電導和信號電壓乘積,將上式展開,可求得兩個二極管上的中頻電流為
如圖所示,由於二極管 顯然,若兩個二極管接向相同,則流過負載的中頻電流為零.下面進一步分析平衡混頻器是怎樣抑製本振噪聲的.因為本振噪聲是本振信號無規則起伏產生的,它和本振信號同時反相加到兩個二極管上,即 對於 對於 將它們和二極管時變電導相乘,取出中頻噪聲電流為 由於兩隻二極管接向相反,中頻負載上噪聲電流為 因此,圖7—25的電路具有抑製本振噪聲的功能。 顯然,上述混合環的功能,也可用魔T實現,如圖7—26所示。本振信號從E面4端輸入,信號從H面3端輸入,在2、1端分別接入方向相反的混頻二極管,便構成波導平衡混頻器。 平衡混頻器不僅能抑製本振噪聲,而且全部信號功率及本振功率都可以加在兩個二極管上,消除了單端混頻器的耦合損耗,而且動態範圍也增加了一倍. c.正交場平衡混頻器 在波導系統中,若採用混合環、匹配雙T等作為平衡混頻器的功率分配電路,往往存在結構複雜、體積大、加工要求高等缺點。1960年後,出現了正交場平衡混頻器,它具有體積小、重量輕、結構簡單、調整方便、性能穩定等優點,得到了廣泛的應用,已成為目前波導混頻器中最實用的結構形式. 正交場平衡混頻器結構如圖7-27所示.它由信號輸入波導、混頻腔和本振輸入波導三部分構成,信號和本振輸入波導兩者正交地連接到混頻腔。混頻腔是一段方形波導,內裝兩隻混頻二極管,並設有管帽及中頻輸出端。這種結構怎樣實現平衡混頻呢?讓我們觀察加在兩隻二極管上的電場。如圖7—28所示,兩隻二極管串聯相接,在連接點有一垂直金屬棒通過腔壁伸出腔外,它一方面作為中頻輸出線,另方面對本振場起微擾作用。圖中(a)表示信號場分佈,信號輸入波導內的 三.微波檢波器 微波檢波器用於對調幅的微波信號進行解調,以輸出包絡信號。衡量檢波器性能好壞,是它從噪聲中檢測微弱信號的能力,並用靈敏度末表,示。通常微波檢波器是和放大器一起使用的,因此常用正切靈敏度表徵.正切靈敏度定義如下:如圖7—29所示,當不加微波信號時,放大器輸出端用示波器觀察到圖(a)所示的噪聲波形。然後加入微波脈衝,調節輸入的功率電平,出現如圖(b)所示的波形。在觀察者看來,沒有脈衝時的最高噪聲峰值和脈衝存在時的最低噪聲在同一水平線上,這時的輸入微波峰值功率,就是正切靈敏度,用TSS(Tangential Signal Sensitivity)表示,其單位通常用分貝毫瓦。正切靈敏度和放大器帶寬有關,通常規定視頻帶寬為l兆赫。 下面介紹幾種不同類型的微波檢波器。 a.採用匹配電阻的同軸線檢波器 圖7—30表示一同軸寬帶檢波器結構圖。在同軸線外導體內壁加一吸收環(由羰荃鐵製成),在二極管附近的內外導體間並聯一錐形電阻,以減少電磁波的反射。二極管串聯在內導體上,在管座和外導體之間夾一層介質膜,形成高頻旁路電容,這個檢波器可在7.2—11GHz頻帶內工作,駐波比小於2.根據同樣的原理,可製成如圖7-31所示的微帶寬頻帶檢波器。鉭薄膜電阻用以匹配微帶特性阻抗和二極管阻抗,
b. 調諧式檢波器 在波導測試系統;常用調諧式波導檢波器,其結構如圖7—32所示。圖中採用二個調諧螺釘及可調短路活塞進行調諧,使二極管阻抗和波導阻抗相匹配。有時也用短路活塞調諧二極管的電納部分,然後通過一段高度漸變的波導將標準的波導阻抗變換為低阻抗,以匹配二極管阻抗. |
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