上面的討論可以看出，金屬—半導體結的性質類似於PN結的單嚮導電性，但金屬—半導體結與普通PN結二極管也存在明顯的區別，主要在於金屬半導體結是多數載流子器件，而PN結中少數載流子也參與導電，因為少數載流子有一定壽命，遷移率也較低，從而限制了PN結二極管的高頻特性。而金屬—半導體結不存在這種限制，因而高頻特性好，開關速度快.當工作頻率很高時，PN結中少數載流子的複合跟不上高頻週期的變化，在負半周少數載流子將返回原來區域，形成一定的反向電流，使整流作用變壞，更高頻率時，甚至起不到整流作用，而金屬—半導體結是不存在這些問題的.

2．特性、等效電路和參數

       根據上面的討論和實際的測量，可畫出點接觸二極管及肖特基勢壘二極管的伏安特性，如圖7-14(a)所示。從圖中曲線可以看出，肖特基管和點接觸二極管相比，具有反向擊穿電壓高及正向電流起始晚的主要特點。金屬—半導體結的伏安特性，可用下式表示:

　　(7-50)

式中  為反向飽和電流；e為電子電荷;k為玻爾茲曼常數；T為絕對溫度；V為外加偏壓；n為斜率因子，它決定於製造工藝，由實驗確定.當金屬—半導體結交界面非常純淨且無任何缺陷時，  ，一般情況下， 金屬—半導體結二極管的等效電路如圖7—14(b)其中  和  分別為勢壘電阻和勢壘電容，均隨偏壓而變化。一般正向的  為幾歐姆，反向的  為幾十千歐；  和結面積有關，其變化範圍在百分之幾到1PF；  是串聯電阻，決定於半導體的襯底和外延層的體電阻，其值約在十分之幾到幾歐姆；  和  分別是引線電感(幾個nH)和管殼電容(十分之幾PF).在這些參數中，起混頻作用的是  ，而  和  一般不起好的作用，  的分流降低了通過 的射頻電流，使整流和混頻效率降低。  的存在使外加射頻電壓損失一部分。器件的截止頻率  為

二、微波混頻器

下面用肖特基勢壘二極管作混頻器件討論微波混頻器的工作原理、性能指標及常用的微波混頻器的結構。

1．混頻原理

肖特基管具有優良的正向非線性伏安特性，已廣泛用於構成微波混頻器。但因其正嚮導電電壓較高(0．3～0．

5v)，使用時要加直流偏壓  ，作為外差接收機前端的混頻器，通常是把從天線接收到的微弱信號  (功率電平低於1 μ W)和本機振盪信號  (功率電平在1mW以上)，同時加到肖特基管上。這樣，加在二極管上的電壓為

　　(7-52)

假定二極管的伏安特性可用下式表示

　　　　　　　　(7—53)

 ，將式(7—52)代入(7—53)式，並在工作點處展開為台勞級數，即，

　(7—54)

上式右邊第一項表示直流、本振及其諧波的電流，第三項及其以後各項是高次項可以略去不計，值得注意的是第二項，在這裡令

　　(7-55)

g是肖特基管微分電導，將隨本機振盪信號作週期變化，即它是一個隨時間作週期變化的函數，且是偶函數。將它展開為傅里葉級數，即

　　(7-56)

式中

       (7-57)

(7-58)

 稱肖特基管的平均混頻電導，  是對應於本振第n次諧波的混頻電導。將式(7—55)、(7—56)代入式(7—54)，略去高次項，得到混頻電流為

　　(7-59)

在上式中,令n=1,2,3, …可以得到無窮多個不同頻率的電流,圖7-15表示其中一部分頻譜的相對位置.在這些頻譜中,首先引起我們注意的是基波混頻(n=1)後的中頻,即

或

這是一次混頻電導  和信號電壓相乘的結果，即

　(7-60)

為了提高由信號頻率到中頻的變換效率，有時在電路設計中，設法將和頻( )和鏡頻(  )加以利用，將它們反射回肖特基管處再一次和本振差拍，就會得到新的中頻,即

只要相位恰當，它們就會使原來的中頻增加輸出，從而降低變頻損耗，就比較而言，鏡頻比和頻具有更重要的意義，因為鏡頻距信號頻率最近，很容易落在信號通頻帶內.

如上所述，在新產生的頻率中，只考慮中頻和鏡頻；因此加在肖特基管上的電壓除直流偏壓  外，還有

本振電壓
信號電壓
中頻電壓
鏡頻電壓

      這裡的  及  取負號，是因為它們是電流i流過中頻電阻和鏡頻電阻產生的電壓，反向加到二極管上，如圖7—16所示。又因它們是信號電壓和本振電壓差拍產生的，根據三角函數相乘的變換關係式，它們應和信號電壓取同樣的函數形式。在這些電壓中，信號、中頻和直流偏壓決定二極管的工作點.現將它們代入伏安特性的關係式，可以展開為Talor級數。略去直流項和展開式中的高次項，可得到部分電流表示式為

(7-61)

在上式中，我們只對信號頻率、中頻和鏡頻電流感興趣，為簡潔起見，以下用振幅符號表示，如  ,於是,它們分別為

　　(7-62)

式中  前面取負號，因為它們實際上是流向負載的電流，與假定的流向網絡的電流方向相反，式(7—62)表示一個三端口網絡的線性方程組，這三個端口分別為信號端、中頻端和鏡頻端。按照這個方程組，可畫出混頻器的等效電路，如圖7—17所示。我們注意到這個等效電路的串聯臂的電導是兩個端口之間的轉移電導(g1或g2)，並聯臂的電導則保證任意兩端口短路時(電壓為零)，第三端口的輸入電導為  . 方程組(7-62)及等效電路表明，雖然混頻管是一個非線性電導元件，但在  條件下，可以把它看成是一個線性時變電導，即,一方面，它的電導受本振控制，隨時間而變化，另一方面，當  給定時，時變電導各次諧波的幅度(  ,  ,  ,… )是常數，對於幅度很小的信號電壓及它所產生的中頻電壓和鏡頻電壓來說，它是線性的。因此可用線性網絡來表示它。 
    下面進一步討論網絡參數  ,  ,  和二極管伏安特性的關係。為此，從(7—50)式中令  則肖特

基勢壘二極管的伏安特性可表示為

二極管電導為

將  代入上式,得到時變電導為

　　(7-63)

按照(7-57)和(7-58)式

　　(7-64)

利用修正貝塞爾函數表示式

　　　(7-65)

這裡,  分別為以  為變量的零階和n 階修正貝塞爾函數. 若已知  可從數學手冊中查到其數值, 於是可得將上式代入(7-56)式,得到時變電導表示式為

　　(7-66)

為方便起見, 常用規一化電導表示, 即

　　　　(7-67)

1. 混頻器的特性參數

       表徵混頻器的性能指標,主要是變頻損耗,噪聲係數,此外尚有信號與本振端的隔離比,輸入端駐波比,頻帶寬度及動態範圍等.下面就變頻損耗和噪聲係數進行分析。a. 變頻損耗混頻器變頻損耗定義為輸入到混頻網絡的信號功率與輸出的中頻功率之比,即 

　　(7-68)

混頻器的變頻損耗包含由寄生頻率產生的淨變頻損耗、二極管寄生參數引起的損耗及輸入輸出端的失配損耗等。下面依次進行分析。

        由寄生頻率產生的變頻損耗的計算，應從混頻器的等效電路出發，計算信號端口和中頻端口的傳輸特性，但它和鏡像端口負載情況有關。這里分三種情況，即鏡像短路(  )、鏡像開路(  )及鏡像匹配(  )進行分析。在鏡像短路情況下，即鏡像頻率不被利用，這是基波混頻的情況。這時，圖7—17簡化為圖7—18的二端口網絡。

由圖7—18，求信號源輸給混頻網絡功率為

　　(7-69)

式中，I是信號電流的幅值，  是信號源電導。

應用代文寧定理求混頻器輸出到中頻負載  的功率.為此，把從輸出端向左看去的電路等效為恆流源  和由電導  （7-18（b）中）。  是輸出端短路電流動幅值, 可表示為

　　　(7-70)

 是恆流源  開路時由中頻端向左看的等效電導.

　　(7-71)

因此,混頻器輸給中頻的功率(當  時)為

(7-72)

於是，變頻損耗  可表示為

將上式分子分母均除以  ，並令  ，得到下式

上式是x的函數,改變x,即調節信號源電導  ,可以使變頻損耗最小.為此,令

求得  時變頻損耗最小。這時，  的表示式為

　　(7-73)

相應地，可求得鏡像最佳源電導為

　　　(7-74)

將式(7-74)代入(7-71)式,得到中頻電導為

　　(7-75)

類似地，可求得鏡像匹配時(  )的變頻損耗  為

　　　(7-76)

最佳源電導及中頻電導分別為

  (7-77)

採用相同的方法，求得鏡像開路(  )時的變頻損耗  為最佳源電導及中頻電導分別為

(7-79)

此外，還要考慮寄生參量及失配引起的損耗。根據肖特基管的等效電路(圖7-14(b)).除結電阻  外，尚有結電容 ，串聯電阻  ，串聯電感  及管殼電容  等。其中  及  通常包括在外電路中，而  及  對外加微波功率起分壓及分流作用，消耗一部分信號功率，引起變頻損耗，這時二極管等效電路簡化為圖7—19.設  為流向結的總電流幅值，  為結電阻  上電壓降的幅值，不難求得由串聯電阻  及結電容  產生的變頻損耗為

(7-80)

若調節偏壓，可調節  、  等參數。將式(7—80)對  取導數，並令其為零，則當

時，得到最小變頻損耗，其值為

　　(7-81)

       混頻器的總變頻損耗是寄生頻率和寄生參數引起的變頻損耗之和。圖7—20表示二極管總變頻損耗與本振功率的關係。由圖可見，對於不同參數的二極管，總可以找到一個最佳的本振功率，使總的變頻損耗達到最小。此外，當輸入輸出失配時，還會產生附加的失配損耗.

b．混頻器的噪聲係數

       一個接收機質量的好壞，不僅決定於信號的大小，還決定於噪聲的高低。在微波波段，噪聲的主要來源是系統內部的噪聲。對於微波混頻器的輸出噪聲，由輸入源電阻產生的噪聲及混頻二極管產生的噪聲兩部分組成。噪聲係數是指一個線性兩端口網絡，輸入端接入和網絡輸入電阻相等的源電阻，並處於標準溫度(  )時，網絡實際輸出的總噪聲功率和僅由輸入端電阻產生的噪聲功率之比，稱為網絡的噪聲係數  ，即

(7-82)

式中G為網絡增益,  為輸入端電阻產生的輸出噪聲功率,  是網絡內部的噪聲功率. 令為包括輸入端噪聲放大後的輸出及網絡內部的噪聲,即網絡輸出端的總噪聲功率,即

式中  ,k是玻爾茲曼常數，B為網絡帶寬.則有

　　(7-83)

對於混頻器，網絡的增益G就是變頻損耗  。因此，混頻器的噪聲係數  可表示為。

　　(7-84)

混頻器的總輸出噪聲和電路有關，在鏡像短路或開路時，混頻器等效為圖7—21．所示的兩端口網絡。圖中混頻二極管等效為衰減為  的無源網絡。其溫度為  (  是混頻二極管噪聲溫度比).首先假定整個電路處於標準溫度  ，於是，總輸出噪聲功率為

　(7-85)

上式右邊第一項是輸入源電阻經衰減後的輸出，第二二項是二極管等效網絡所產生的噪聲。但二極管等效網絡應處於溫度  .所以用  替代上式第二項的T。，便可得到混頻器的總輸出噪聲功率為

　　(7-86)

將(7—85)式代入(7—84)式，便可得到混頻器的噪聲係數  為

　　(7-87)

對於鏡像匹配混頻器,可等效為三端口網絡,如圖7-22所示,兩個輸入端表示存在信號和鏡像兩個通道.類似於鏡像短路,當整個電路溫度為  時,輸出噪聲為總功率為

  

  

(7-88)

鏡像匹配混頻器和使用方式有關，一種是混頻器雖有二個通道，但信號只存在於一個通道，另一通道(鏡像)是空閒的，如雷達、通信、電子偵察等接收系統中的混頻器都是如此。另一類是信號同時存在於兩個通道，如射電天文用的接收混頻器。單通道時，噪聲係數  為

　　(7-89)

信號存在於兩個通道時,輸入端應考慮兩個,輸入噪聲功率為

因此,雙通道噪聲係數  為

　　(7-90)

3．微波混頻器的基本電路及結構

混頻器是微波外差接收機的重要部件，多年來人們為減少變頻損耗，降低噪聲係數，已研製成多種實用的混頻器，如單端混頻器、平衡混頻器、正交場平衡混頻器、鏡像回收混頻器等.下面只介紹幾種常用的微波混頻器.

a．單端混頻器

       單端混頻器是一種最簡單的混頻器，其中只有一個混頻管.圖7—23是一工作於3GHz單端混頻器。接收的信號，通過寬頻帶  支撐輸入，這個支撐同時為中頻及直流偏置提供通路。本振信號通過50歐盤形電阻經耦合探頭加到混頻二極管。轉動調節螺帽可改變耦合探頭與同軸線內導體距離，控製本振功率的大小.調節螺帽到滑動接頭距離為 
 ，使它對本振來說相當於金屬絕緣子。中頻輸出頭設計為  的低阻抗線，將幾百歐的中頻阻抗變換為低阻抗，以防止微波信號向中頻洩漏.

       圖7—24是微帶單端混頻電路。圖中的微帶定向耦合器是信號功率和本振功率混合後加到二極管上進行混頻。信號和本振是分別從定向耦合器的兩個隔離端輸入，使它們之間有良好的隔離。阻抗變換段由  相移段和  變換段組成。這是因為二極管的阻抗通常是一複阻抗，為減少失配損耗，先通過  相移段將二極管阻抗變換為純阻，再
通過  變換段與定向耦合器輸出阻抗匹配。低通濾波器由高頻短路塊及高阻電感線構成，其作用是使信號,本振及鏡像短路而讓中頻通過。中頻接地線是構成中頻到地的通路，但對信號傳輸沒影響，通常用一高阻線段，其長度為信號頻率的  中頻接地線也是直流接地線，可為二極管提供偏置電壓.

      單端混頻器電路結構簡單，但其性能較差，要求本振功率大，電路的噪聲係數也較大，這主要是本振噪聲未能抑制的結果。為抑製本振噪聲，於是產生了平衡混頻器.

b．平衡混頻器

    平衡混頻器用了二個性能相同的肖特基管，一種帶混合環的微帶平衡混頻器電路如圖7—25所示，它由混合環、阻抗變換器、混頻二極管、低通濾波器組成.微帶混合環有四個端口，如果各端口中心距離選擇合適，比如選擇1-3端口和1-2端口的中心距離為  ，4-2端口距離為  ，而4-3端口3  。則4端口輸入本振信號將等幅反相加到2、3端口，從1端口輸入的信號頻率將等幅同相加到2、3端。這樣信號從l端輸入時，等幅同相加到兩個二極管上。

對於二極管  : 

對於二極管  ：

本振信號從4端輸入，等幅反相加到兩個二極管上

假定兩個二極管特性完全相同，在本振作用下，其時變電導分別為

對於  ：

對於  ：

流過二極管的電流等於混頻電導和信號電壓的乘積，即

　(7-91)

中頻電流決定於一次混頻電導和信號電壓乘積,將上式展開,可求得兩個二極管上的中頻電流為

　(7-92)

如圖所示,由於二極管  和  接的方向相反,其中流向電流應相反,對中頻負載來說,兩隻二極管是並聯,於是,流過中頻負載電流為

顯然,若兩個二極管接向相同,則流過負載的中頻電流為零.下面進一步分析平衡混頻器是怎樣抑製本振噪聲的.因為本振噪聲是本振信號無規則起伏產生的,它和本振信號同時反相加到兩個二極管上,即

對於  

對於  

將它們和二極管時變電導相乘，取出中頻噪聲電流為

由於兩隻二極管接向相反，中頻負載上噪聲電流為

    因此，圖7—25的電路具有抑製本振噪聲的功能。

　　顯然，上述混合環的功能，也可用魔T實現，如圖7—26所示。本振信號從E面4端輸入，信號從H面3端輸入，在2、1端分別接入方向相反的混頻二極管，便構成波導平衡混頻器。

    平衡混頻器不僅能抑製本振噪聲，而且全部信號功率及本振功率都可以加在兩個二極管上，消除了單端混頻器的耦合損耗，而且動態範圍也增加了一倍.

c．正交場平衡混頻器

    在波導系統中，若採用混合環、匹配雙T等作為平衡混頻器的功率分配電路，往往存在結構複雜、體積大、加工要求高等缺點。1960年後，出現了正交場平衡混頻器，它具有體積小、重量輕、結構簡單、調整方便、性能穩定等優點，得到了廣泛的應用，已成為目前波導混頻器中最實用的結構形式.

    正交場平衡混頻器結構如圖7-27所示.它由信號輸入波導、混頻腔和本振輸入波導三部分構成，信號和本振輸入波導兩者正交地連接到混頻腔。混頻腔是一段方形波導，內裝兩隻混頻二極管，並設有管帽及中頻輸出端。這種結構怎樣實現平衡混頻呢?讓我們觀察加在兩隻二極管上的電場。如圖7—28所示，兩隻二極管串聯相接，在連接點有一垂直金屬棒通過腔壁伸出腔外，它一方面作為中頻輸出線，另方面對本振場起微擾作用。圖中(a)表示信號場分佈，信號輸入波導內的  波在混頻腔內激勵的電場，其方向和金屬棒垂直但與二極管是平行的。因此，它不受金屬棒影響，又能等幅同相地加到兩隻二極管上，即    圖7—28(b)表示腔內本振場的分佈。由圖7—27可見，本振輸入波導內波在腔內激勵的電場方向和二極管垂直，按理，這樣的電場應該對二極管不起作用，但它和金屬棒平行，根據場的邊界條件，理想金屬表面的切向電場應等於零，因而，金屬棒的存在使電場分佈發生畸變，從而產生了和二極管平行的電場分量。從它們的方向看，對於兩隻二極管是等幅反相的,即如前所述，信號場同相地加到兩隻二極管上，而本振場反相地加到兩隻二極管上，其相位關係和混合環平衡混頻器完全相同。同時，我們還應該注意到兩隻二極管對於中頻輸出來說是並聯的，但極性相反。因此，這種結構具有平衡混頻器的功能.

三.微波檢波器

    微波檢波器用於對調幅的微波信號進行解調，以輸出包絡信號。衡量檢波器性能好壞，是它從噪聲中檢測微弱信號的能力，並用靈敏度末表，示。通常微波檢波器是和放大器一起使用的，因此常用正切靈敏度表徵.正切靈敏度定義如下：如圖7—29所示，當不加微波信號時，放大器輸出端用示波器觀察到圖(a)所示的噪聲波形。然後加入微波脈衝，調節輸入的功率電平，出現如圖(b)所示的波形。在觀察者看來，沒有脈衝時的最高噪聲峰值和脈衝存在時的最低噪聲在同一水平線上，這時的輸入微波峰值功率，就是正切靈敏度，用TSS(Tangential Signal Sensitivity)表示，其單位通常用分貝毫瓦。正切靈敏度和放大器帶寬有關，通常規定視頻帶寬為l兆赫。 

下面介紹幾種不同類型的微波檢波器。

a．採用匹配電阻的同軸線檢波器

    圖7—30表示一同軸寬帶檢波器結構圖。在同軸線外導體內壁加一吸收環(由羰荃鐵製成)，在二極管附近的內外導體間並聯一錐形電阻，以減少電磁波的反射。二極管串聯在內導體上，在管座和外導體之間夾一層介質膜，形成高頻旁路電容，這個檢波器可在7．2—11GHz頻帶內工作，駐波比小於2.根據同樣的原理，可製成如圖7-31所示的微帶寬頻帶檢波器。鉭薄膜電阻用以匹配微帶特性阻抗和二極管阻抗，

電容塊和輸出段構成低通濾波器。

b. 調諧式檢波器

　　在波導測試系統；常用調諧式波導檢波器，其結構如圖7—32所示。圖中採用二個調諧螺釘及可調短路活塞進行調諧，使二極管阻抗和波導阻抗相匹配。有時也用短路活塞調諧二極管的電納部分，然後通過一段高度漸變的波導將標準的波導阻抗變換為低阻抗，以匹配二極管阻抗.